电源防反接和防倒灌 - 使用MOS 管和运放实现理想二极管

防反接电路的用处很容易理解，实现也相对简单，但是防倒灌电路则可能到用到的时候才会发现有点复杂。比方说，一个东西既支持用PD 供电输入20V，又可以直接DC 输入24V，USB 5V 供电时也能亮，还允许插着DC 供电的同时插着USB 线连接上位机，并且传输数据的USB 接口和PD 供电接口是同一个，这时问题就出现了，DC 24V 可能会通过USB 的VBUS 直冲上位机。

最万无一失、最豪华的方案可能是给VBUS 上串一个隔离变压器，先逆变再变回DC，这样一来有变压器挡着，后级电压绝对跑不到上位机去。说不定有些地方就是这么做的，只不过太豪华了。最贫穷的就是直接串个二极管，和最简单的防反接电路一样，但是当VBUS 需要在PD 模式下承担功率时问题就复杂了，二极管的功耗不可接受。一种方案是所谓的理想二极管，就是功能和二极管一样，可以反向截止，实现防反接和防倒灌保护，又没有二极管的正向压降。只不过专用的理想二极管芯片太贵了，赶得上一片STM32，规格也太高，车规、上百伏电压什么的。下面找了几篇和分立器件搭理想二极管相关的文档摘录翻译一下。

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Reverse Current Protection Using MOSFET and Comparator to Minimize Power Dissipation

使用MOSFET 和比较器实现反向电流保护，从而减小功耗。

反向电流的定义

反向电流是指负载端试图将电流倒灌回电源。这种现象可能在电源电压突然降低或者完全消失的时候发生，以及当电源连接时，负载端的退耦、旁路电容或者电池也可能使电流倒灌。此外，负载端电压可能超过电源端，这也会导致反向电流，比如存在感性负载导致的反向电压，或者由失效的电池充电电路外泄的电压。

注：当然也可能出现在并联多个电源的时候，一个电源往另一个电源嘴里塞

基于比较器的反向电流保护

如图1 所示，一个比较器输入端跨接在MOSFET 两端，从而检测电路中电流的方向：

注：这里NMOS 的用法和防反接电路里的PMOS 类似，都是让体二极管方向和电流方向相同。用前面的电荷泵实现NMOS 高边驱动

在正常的正向电流情况下，由于MOS 管的导通电阻$R_{ds(on)}$，MOS 管的源极到漏极会存在一个轻微的压降，使漏极电压低于源极。比较器检测的就是这个压降。当电流反向，漏极的电压将会高于源极，比较器检测到这种情况，然后输出低电平，使MOS 管关断，从而断开负载。

注：MOS 管具有双向导电性，已经开启的MOS 管上电流可以双向流动，和BJT 三极管不同。

MOS 管导通时两端能产生的压降不过数十毫伏，共地连接的比较器需要精心设计输入电压偏置电路，使共模输入电压保持在比较器的工作参数范围内。这个附加的偏置电路也会增加噪声和漂移，影响对小信号的检测。

为了消除偏置电路引入的噪声和漂移，同时还能提供足够的电流用来驱动MOS 管，比较器的公共端（接地端）悬空连接到电源电压（$V_{BATT}$），于是输入端和输出端都能直接连接到MOS 管上。

注：接地端接到电源电压，运放的共模输入电压以电源正端为参考，等于给输入加了一个负的偏置

此时要让比较器能工作，需要给它提供高于$V_{BATT}$ 的供电电压。比较器的供电电压（电源正端到接地端的压差）不能太低，否则无法驱动MOS 管使其完全导通，但是也不能高于MOS 管的栅极最高电压$V_{GS(max)}$。对于大部分MOS 管，5V 是个不错的栅极驱动电压。

要生成这个高于$V_{BATT}$ 的电压用来驱动比较器和MOS 管，这里使用了一个电荷泵。给电荷泵电路输入一个方波信号就能输出高于$V_{BATT}$ 的DC 电压。由于电荷泵的输入是一个电容，也就是交流耦合的，所以允许使用一个基于地电平的振荡器作为信号源。完整电路如下图：

注：左边555 输出方波，加上D2、C2、D3、C3 就组成所谓的迪克森电荷泵。R2 和C4 是RC 滤波，Z1 用来给运放稳压

比较器放在MOS 管旁边检测$V_{DS}$ 电压。为了最小化$V_{BATT}$ 线上的噪声或瞬态影响，比较器电路悬空放在$V_{BATT}$ 上。这消除了共模抑制的问题，也不再需要一个会造成信号减速和衰减的输入偏置电路。

注：原文这里写了一大段介绍电荷泵的原理，简直和写论文水字数一样~ 就不翻译了，想知道的可以去搜个视频讲解看看，绝对比干看文字舒服

比较器反相输入端的二极管D4A，D4B（BAT54A 是双肖特基二极管） 和电阻R5 用来将反相输入电压钳位到$V_{BATT}\pm 300$ mV。如果反相输入端被拉低到小于$V_{BATT}$ 时就需要钳位，比如当上电时，MOS管通过体二极管导通。这个钳位电路也会在负载端产生高于$V_{BATT}$ 的反向电压时起到保护作用。

R6 是下拉电阻（或者说是栅极放电电阻），用来在比较器未工作时保证MOS 管不导通。

R3 和$R_{HYST}$ 为比较器提供可选的迟滞，如果在无负载或小负载时有噪声或振荡，迟滞能保证稳定。迟滞的数值要在稳定性和最小的导致比较器触发的反向电流这两方面做出取舍，迟滞越大，反向电流的最小触发值就越大。关于迟滞特性的信息，可以参考原文第7 段 - 参考文献。

旁路电容C5 是必要的，因为电荷泵需要一个对地交流阻抗较低的通路才能正常工作。如果没有C5，电荷泵的峰值电流可能从MOS 管的检测部分流过，导致比较器被错误触发，尤其是当MOS 管处于反向电流保护状态或体二极管状态。

注：可能是指会有电流从电荷泵经过MOS 管的体二极管流过，导致漏极比源极电压低，比较器就会使MOS 管导通

元件选取

MOSFET

MOS 管的导通电阻$R_{DS(on)}$ 对电路的性能有最大的影响，导通电阻越低，触发保护所需的反向电流就越大。这是因为导通电阻越低，MOS 管上的压降就越低，因而需要更大的反向电流才能达到比较器的触发电压。

注：意思就是触发保护之前可能出现较大的瞬间反向电流，如果电源端有TVS 以及别的钳位保护，或者输出电容够大、ESR 够低，那么只要反向电流持续时间足够短应该就没事，也就是要比较器动作快。以及导通电阻非常低这个优点此时变成了缺点，那么天生导通电阻比较大的PMOS 其实更适合用在这里

必须要指出的是，MOS 管的导通电阻具有正温度系数，也就是导通电阻随温度增加而增加。这就导致当温度上升时，反向电流阈值会下降，反之则上升。所以必须在低温时测试最大触发电流。

注：所谓的worst case 是在低温时，温度上升后这个电路的表现会提升

如果一个MOS 管的导通电阻是20mΩ，1A 的反向电流就会在MOS 管漏极和源极之间产生20mV 压降。这时的栅源电压$V_{GS(on)}$ 就被叫做“感应”电压。

注：原文 This VGS(ON) voltage will be referred to as the “sense” voltage，没看懂

对于上图的电路，MOS 管选择了Nexperia 的BUK9K17-60，在$V_{GS}$ 约4V 时它的导通电阻约20mΩ，$V_{DS(max)}$ 为60V，封装是SO-8，方便用在面包板上。

比较器

运放的输入失调电压可被视为和输入的检测电压串联，取决于失调电压的极性，它可能提高或者降低实际输入的检测电压，从而成为影响阈值电压的最重要因素之一。微小的检测电压必须克服失调电压后才能到达到比较器的阈值。比较器的数据手册中，失调电压的规格是不分极性的绝对值（±1mV），所以在计算误差范围时，必须综合考虑失调电压的两种极性。

MOS 管的栅极电容较大，通常约1nF，所以为了避免迟缓的开关时间，采用推挽输出的比较器更合适。为了实现尽量快的响应时间，比较器必须尽可能快的关闭MOS 管，更强的电流输出能力允许比较器更快的开关MOS 管。

Suitable devices are the TLC3701, TLV3201, TLV7011, LMV761 and LMV7239 comparator families.

注：广告时间

其他元件

R2 电阻的取值要考虑到对比较器启动时间的不利影响，因为冷启动上电后，比较器的旁路电容C3 要经过R2 充电。C4 电容的容量越大，比较器电路的启动时间也越长，在这段时间内，MOS 管处于体二极管正偏导通状态。然而，如果$V_{BATT}$ 电压被中断或者瞬间降低，较大的C4 容量可以提供更长的“保持时间”，让电路仍能发挥保护效力。

仿真

注：详细的看原文，我只摘重点。另外原文提到这个仿真是用Ti 自己家的Tina-Ti 做的

注：测试电路是让$V_{BATT}$ 极性周期变化，看比较器电路能不能截断负载端的负半周电流，就像二极管那样。第一条线$I_{load}$是负载端电流，第二条是$V_{BATT}$，第三条是比较器的输出电压$V_{compout}$。比较器输出高电平时MOS 管导通

如上图4 所示，当$I_{load}$ 电流过零，向负方向移动时，比较器的输出变为低电平关断了MOS 管，隔离了负载，将负载端电流变为零。

上图5 展示了电流负半周和比较器输出状态的放大视角，可以看出反向电流触发点的位置。

注：图里可以看出电流是先反向走了一会然后比较器才触发，所以上半部分的$I_{load}$ 曲线有一个负尖峰，但是后面电流上升的时候比较器动作几乎没有延迟

反向电流的检测用了更长的时间，因而图中的电流曲线出现了“下冲”，这是因为这时MOS 管正处于导通状态，导通电阻很小，所以MOS 管上的压降很小。电流上升时则相反，此时MOS 管不导通，两端的压降是体二极管的0.8V 正向压降。如果反向电流的下冲是不可接受的，或许有必要给MOS 管串联一个电阻，从而增加压降。

对反向电流的响应时间取决于四个参数：

1. MOS 管的导通电阻$R_{DS(on)}$；
2. 比较器的失调电压；
3. 比较器的传播延迟；
4. 电流曲线的上升/下降时间；
5. 比较器的迟滞；

第1、2和第5 个参数在DC 环境有最大的影响，会延长转变时间。考虑到不同MOS 管的参数差异以及不同负载下的变化，导通电阻可能造成最大的影响。

当电流的边缘上升/下降率和比较器的响应时间接近时，第3 和第4 个参数会决定触发电流的最小值。因为比较器的响应时间基本固定，所以电流边缘更加陡峭时，反向电流的最大值会上升。可以使用速度更快的的比较器，但是电路的响应时间还取决于比较器驱动MOS 管的速度，MOS 管栅极电容充放电的过程也会造成延迟。

注：意思就是如果电流曲线非常陡峭，那么到比较器准备关断MOS 管时，电流已经远远超过了触发点

添加迟滞可以最小化电流接近阈值时的振荡，但是也会对触发点造成很大影响。

测试结果

注：这部分是实际电路的测试结果，同样挑重点

负载电流验证

注：测试原理和仿真的相同，左半边是保护关闭的情况，右边图里最上边是被保护电路砍掉负半周的负载电流。蓝线和绿线之间是比较器的供电电压，基本不随$V_{BATT}$的起伏变化

左图中顶部青色电流曲线清楚的显示了负载电流变化的过程：下降到-2A，过零，然后上升到+2A。绿色曲线是$V_{BATT}$ 电压，在11V 到13V 之间变化。蓝色线是比较器由电荷泵产生的供电电压，由稳压管控制在$V_{BATT}$ + 5V。蓝色线是比较器驱动MOS 管的输出电压，输出低电平时，实际电压等于$V_{BATT}$，高电平则等于供电电压。当电流反向时比较器输出低电平，电流正向时为高电平。

电路的运作

保护电路启用后，由上面的图7 可见，当负载电流过零转入负半周时，比较器输出低电平，导致负载电流负半周被截断，当负载电流过零上升时，比较器输出高电平。当反向电流接近触发点时，比较器的输出存在轻微的振荡。

上图8（左边）展示了反向电流（青色）的下冲区和比较器的输出状态（玫红），当反向电流接近-150mA 时，比较器的输出发生了振荡（左边下降沿），当反向电流达到-300mA 时，比较器被完全触发。在电流的负半周，MOS 管保持关断状态，因为比较器输出低电平，MOS 管栅源电压$V_{GS}$ = 0V。

在比较器应用中，当输入信号（差模电压）接近零，并且处于转变的边缘时，这种振荡是常见的，此时比较器是被噪声触发。后文会讨论如何减少振荡。

当电流过零上升时，比较器输出高电平，驱动MOS 管开启，接通负载。在没有导通时，MOS 管两端的电压是最大的，由于正向偏置的体二极管在MOS 管两端制造的大约700mV 的电压，正向开启的速度更快，触发的一致性也更好。

上文已经提到过，反向电流下冲的量主要取决于MOS 管的导通电阻，比较器的失调电压以及附加的迟滞。

应用迟滞

要减少比较器的输出振荡，可以给电路添加迟滞。然而，迟滞会提高触发点（绝对值），从而降低灵敏度并提高反向电流的触发点。

上图9（右边）展示了添加1MΩ 迟滞电阻（$R_{HYST}$）降低振荡的效果。可看出，反向电流的触发点移动到了大约-500mA，因为比较器需要更高的输入电压以克服迟滞效应增加的阈值。

注：不过也可以看出，下降沿的振荡确实没了

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Using Comparators in Reverse Current Applications

在反向电流保护的应用中使用比较器。

注：这篇内容比较多样，除了防倒灌，还介绍了防反接等电路，只是没上一篇那么“理论结合实际”。还是只挑重点，防反接之类的就略过了

使用MOSFET 和比较器实现反向电流保护

使用MOS 管构成的反接保护电路的问题是它们不会提供反向电流保护（而二极管既可防反接又可防倒灌），一旦MOS 管导通，电流就可以双向流动。

一个MOS 管和比较器组合起来就可能用来防护反向电流。PMOS 和NMOS 电路都基于相同的工作原理——一个比较器检测MOS 管源极和漏极之间的电压（$V_{DS}$）从而判断电流方向。这类电路也能提供反接保护。

注：这个原理图是把MOS 管等效成一个开关、体二极管和导通电阻的组合，大概更容易理解

当电流从电池$V_{BATT}$ 流向负载$V_{LOAD}$ 时，由于MOS 管的导通电阻或者体二极管正向导通产生压降，电池端电压高于负载端。比较器检测到这个压降，驱动MOS 导通，这样负载电流就能经由低阻抗的导通电阻流过。在出现反向电流的情况下，$V_{LOAD}$ 高于$V_{BATT}$。比较器检测到反向的电压，使MOS 管关断。体二极管此时也处于反向截止状态，所以电流被阻断。

对于PMOS，栅极电压必须被拉低到低于电池电压至少4V 才能开启MOS 管（注：低开启电压的MOS 也不少了，比如2.5V）。如果是NMOS，栅极电压则要被拉高到高于电池电压4V 或更多。如果系统本身没有更高的电压，通常可以添加一个电荷泵以产生足够高的驱动电压。

最小反向电流

要触发比较器执行保护，存在最小所需的反向电流。要检测到反向电流，在MOS 管上必须存在压降（$V_{MEAS}$）。

当MOS 管截止时，由于体二极管正向导通产生压降，$V_{GS}$ 在-600mV 到-1V 的范围内，对这个较大电压的响应可以很快。然而，当MOS 处于导通状态时，产生触发电压所需的电流明显变大。这个触发电压由MOS 管导通电阻产生，最低触发电压值等于比较器的失调电压加上迟滞电压的一半。

TLV1805 的最大失调电压$V_{OS(max)}$是5mV，迟滞电压$V_{HYST}$ 典型值是14mV。触发电压$V_{TRIP}$可由下式计算：

$$V_{TRIP}=V_{OS(max)}+(V_{HYST}/2)=5mV+7mV=12mV\text{\hspace{1em}(1)}$$

实际的电流触发点取决于MOS 管的导通电压和栅极驱动电压$V_{GS}$。假设MOS 管的导通电阻为22mΩ，触发电流就是：

$$I_{TRIP}=V_{TRIP}/R_{DS(on)}=12mV/22m\Omega =545mA\text{\hspace{1em}(2)}$$

注：这个计算是假设失调电压造成输入差模电压变小的情况，如果失调电压取相反极性，那就增大了输入的差模电压，此时所需的电流阈值就降低，如果迟滞不够大，比较器就更容易被噪声触发，甚至被失调电压自动触发。这里用的失调电压还是最大值，也就是说实际中触发点的浮动范围其实挺大的

注：考虑到实际元件的参数是对称的正态分布，也可能并不是所有场合都应该用最大或最小值来算，因为如果用中心值，那么实际元件无论参数是最大还是最小，偏移的量都只有整个范围的一半，但如果用最大或最小值，实际元件偏移的量就可能是整个范围。所以要是更追求性能的一致性，取中心值可能更合适。然后把偏差太大的挑出来换个名字卖

注：只看失调电压的话，这个比较器的参数也挺烂的，就是LMV358 这个程度，感觉更亲民了。LMV358A 的失调电压就是差不多±2mV。轨到轨运放，共模输入电压可以从地到供电，不需要偏置。输出能力在±50mA 左右，输出短路的情况，比如给栅极充电的瞬间，输出能力超过100mA

NMOS 反向电流保护电路

注：电路结构基本和上一篇的一样，就不怎么翻译了。只是简化了电荷泵电路，去掉了一级电容，直接连到RC 滤波。振荡电路部分用比较器搭了个施密特振荡触发器取代555，实际中如果用运放替代比较器，那么常用的双运放芯片就正好可以一个运放振荡，另一个运放比较，强迫症福音，好评。另外比较器上的迟滞电路去掉了，大概是因为比较器内部本来就做了迟滞处理，如果用运放代替的话需要加回去

D2 和R2 用来钳位反相输入端，用在$V_{BATT}$ 低于$V_{LOAD}$ 的情况，比如电源$V_{BATT}$ 反接。

D3，C6和C7 组成了电源输入保护网络。D3 是28V 的双向TVS，它在+33V 时开始钳位。C6 和C7 是串联的输入滤波电容，它们在电路板上互为直角安装。这是一个用在汽车和高可靠设计中的安全预防措施，用来在使用贴片陶瓷电容的时候，当其中一个电容失效短路后避免电源被短路（这样后面的控制器什么的都还能工作）。当电路板受到机械压力，将电容互为直角安装可以提高其中一个幸存下来的几率。

注：妙啊。小封装的电容存活几率可能也更高，因为当电路板弯曲时，大封装电容更长，同样的曲率形变量更大。大封装也更重，有加速度的时候受力更大。不过大封装可能强度更高，但是陶瓷的冲击韧性不管大小肯定都很烂。有那么点材料力学了

输出二极管D4 用来在无负载或轻载的场合“固定”输出。当负载电流小于反向电流阈值时，比较器可能会因为输入失调电压而开启MOS 管。这个二极管提供了足够的反向泄露用来将MOS 管关闭。

注：这段没怎么看懂。这里说的应该还是电流反向的情况，当负载流向电源的反向电流很小，那么MOS 管两边的电压也就很小，失调电压和噪声加起来就可能把输入电压的极性反过来，比较器就可能错误的开启MOS 管。解决方法一个是把迟滞调大一点，当然后果前面也提过了。另一个就是增加反向电流，但是这就很奇怪，因为加一个二极管并不能影响负载的能力，实际上因为二极管的泄露，经过MOS 管的反向电流还更少了，另一方面，如果MOS 管上的电压小到不能维持比较器关闭状态，说明负载端到电源端的压差也很低，因为这两边只有这个MOS 管挡着，那么MOS 管是开是关就没什么影响

注：能想到的解释就是考虑电源反接的情形。参考之前那篇的测试原理，反向电流是电源负半周产生的，如果负载电阻太大，或者没有负载，那么负半周就没有反向电流过来，这时一旦MOS 管导通了，电路图下面用来振荡的比较器就可能挂掉，后面的负载也一样。所以二极管D4 在电源反接时首先起到钳位的作用，一旦MOS 管意外开启，D4 会短路电源，反向电压瞬间被控制在肖特基二极管的正向压降，负载应该没事。这个瞬间反向大电流又会让比较器动作，关闭MOS 管。

NMOS 电路的振荡电路

振荡器的频率由R5 和C5 决定，上面电路图中配置的频率是大约40kHz（取决于RC元件的误差）。RC 值选择上的详细信息，参见Relaxation Oscillator Circuit (SNOA998)。要注意的是，R5 对振荡器的输出是一个交流负载，其大小必须适当，以减少C5 的峰值充电电流（使用大电阻和小电容）。

振荡器的输出电压接近$V_{LOAD}$ 电压减去TLV1805 的输出饱和（大约300mV）。TLV1805 的最大电源电压是40V，所以振荡器电路最大可以输出$39V_{pp}$。TLV1805 振荡器一般在$V_{LOAD}$ 达到2.8V 时开始振荡，不过直到3.3V 才达到标称的工作条件。

注：就是个普通的施密特振荡器，一搜就有，到处都是

PMOS 反向电流保护电路

上图6 展示了使用PMOS 的电路。为了开启PMOS，栅极电压必须被拉低到低于$V_{BATT}$ 4.5V 或更低(应该是低于$V_{LOAD}$)。因而比较器的反相输入端连接到$V_{BATT}$，当电流正向时输出低电平（此时$V_{BATT}$ 端较高）。

通过D3, D4, R4，这个设计实现了“浮地”拓扑，从而可以钳位比较器的供电电压，使其输出不会超过MOS 管的最大栅源电压$V_{GS(max)}$。当电源反接或者电压跌落，D4 可以阻止C1 放电，于是允许比较器继续工作一段时间。

注：D4 当然能防止比较器因为电源反接被烧了

注：负载电压高于运放的最大输入电压时也要这么搞，比如拿着5V 的运放想控制20V 电源，抬高运放的接地电压，使输入电压位于极限范围内。给运放电源降压是不行的，因为这样的话共模输入电压会大幅超过运放的电源电压，芯片就die 了。电源端电压可能低于负载电压，还可能低于被拉起来的运放地电压，所以反相端的钳位二极管D2 不能省。这作者还真是都算到了

在电流正常的正向流动时，比较器的静态电流经过D4 和R3 流动，D3 在过电压时提供钳位。R4 的取值兼顾了两个方面，首先要在正常状态最小化R4 上的压降，而在输入过电压时，又要能承受足够的耗散功率。当进入过电压状态时，R4 上看到的电压是电池电压减去齐纳二极管D3 上的稳压值。比较器的供电电压是由D3 钳位的，所以电池电压的最大值取决于R4 上的耗散功率和MOS 管的最大漏源电压$V_{DS(max)}$。

假设最大输入电压是24V，R4 上的耗散功率可由下式计算：

$$V_{R4(MAX)}=V_{BATT(MAX)}-V_{D3}=24V-15V=9V\text{\hspace{1em}(4)}$$

$$P_{R4(MAX)}=\frac{V_{R4(MAX)}^2}{R4}=\frac{(9V{)}^2}{560\Omega }=145mW\text{\hspace{1em}(5)}$$

其中，

• $V_{R4(MAX)}$ 是R4 上的最大电压；
• $P_{R4(MAX)}$ 是R4 的最大耗散功率；

假如使用最低两倍的安全系数，R4 至少应该使用$\frac{1}{2}W$ 的额定规格。

R2 用于限制栅极瞬态峰值充电电流，必须使用低值电阻以满足驱动MOS 管栅极电容的需要。R3 是栅极下拉电阻（把栅极上拉到源极），用于在比较器不工作，输出高阻抗时保证MOS 管关断。

$V_{BATT}$ 如果低于比较器悬空的低电压，比如电池反接时，R1 和D2 钳位比较器的输入端。这还带来一个额外的好处——当电池反接时，D2 和R1 把悬空的地电压拉低到此时的负极电压，为比较器提供了电源回路（此时VCC 供电由C1 提供）。

输出钳位二极管D5 用来在无负载或轻载的场合“固定”输出。当负载电流小于反向电流阈值时，比较器可能会因为输入失调电压而开启MOS 管。这个二极管提供了足够的反向泄露用来将MOS 管关闭。

如果有必要给比较器电路设置关闭功能，可以将一个三极管或者MOS 管放在R4 的接地端和地之间。当比较器被关闭时，MOS 管（Q1）处于体二极管状态。

注：另外，常见的电源电压范围超过20V 的运放和比较器可能都没那么轨到轨，比如3PEAK 的LM321A 和LM331A，共模输入电压最大要低于电源电压1.5~2V，也就是说虽然可以用20V 直接供电，但是不能直接测量20V 电压，必须用分压电阻衰减后再输入，但是这就又撞上了前一篇提到的输入偏置电路的问题，而且运放的输出电压有可能超过MOS 管栅极耐压，输出电压也要衰减，一前一后综合下来就是慢上加慢。而低压的LMV321A 共模输入电压最大可以超过电源电压0.3V，就可以用这张电路图的原理抬高地电压。不过在这里用5V 运放感觉就像在走钢丝，万一运放损坏，输出对地短路时MOS 管会常开，失去保护作用。输出断路倒还好，MOS 管会因为栅源并联的电阻而自动截止。可以把稳压管和电阻R4 换成7905 之类的负电压稳压芯片，更放心一点。

注：这个作者用的TLV1805 是轨到轨输入的高电压比较器，某宝有些能卖到30块一片，这价位可以直接买个专用的理想二极管控制芯片了，车规，正品全新

带有过压保护的PMOS 反向电流保护

注：TLV1805 有个关闭功能，就是用这个SHDN 引脚实现。这个图里省略了上一张图中的钳位和浮地电路，因为供电电压不超过MOS 管栅极耐压，也在比较器的工作范围内。所以如果只要面对不超过5V 的电压，整个电路就可以大幅简化。电压更高的话首先就要找轨到轨输入的高电压运放或比较器，不然只能把输入电压衰减到共模输入电压范围内，或者用上一张图里的浮地原理。当然，用个电荷泵把运放供电拉到高于测量电压也不是不行

增加一个MOS 管、电阻和稳压二极管，就可以使用比较器的SHDN 引脚实现过压保护，如上图7 所示。当SHDN 引脚被拉高到V- 以上1.8V 时，比较器就切换到关闭状态，此时比较器的输出是高阻态，R2 电阻就会把MOS 管栅极电压拉到源极电压，于是MOS 管关闭。

稳压管ZD1 尚未导通时RPD 将SHDN 引脚拉低。当ZD1 达到击穿电压时开始导通，从而将RPD 拉高到大于1.8V，也就拉高了SHDN 引脚。

ZD1 的型号必须经过仔细考虑，要使它的击穿电压($V_B$) 低于过电压触发点1.8V。它的截止状态漏电流要比较低，而转变曲线又要比较陡峭，可以选用小功率的1N47xx 和BZD 系列。RPD 的阻值也要经过计算，使得当稳压管形成所需的电流时（一般在100μA 到1mA），RPD 上能产生1.8 电压。取值必须经过实际电路的测试，因为实际稳压管的阈值电压存在偏差。

如果过电压触发点（OVP）是14.3 V，稳压管的电压就是12.5V。经过稳压管的电流取100μA，稳压管的击穿电压可由下式计算：

$$V_B=V_{OV}-1.8V=14.3V-1.8V=12.5V\text{\hspace{1em}(6)}$$

$$RPD=\frac{1.8V}{100\mu A}=18k\Omega \text{\hspace{1em}(7)}$$

电阻RPD 也可以分成两个电阻组成分压器，以满足触发精度的需要，或者方便选择稳压电压。如果需要更高的精度，也可以串联电压基准。与稳压管串联的电压基准或第二个电阻可以提高击穿电压。

SHDN 引脚最大允许电压是5.5V，所以电池电压要限制在这个条件以下（因为过压保护的范围不包括比较器和它的SHDN 引脚），同时不能超过MOS 管的最大栅源电压（因为这里MOS 管是电源电压直接驱动的）。

需要提醒的是，为了简化示意，上图的电路并不能提供反接保护，需要在反相输入端、SHDN 引脚以及到负载的输出端添加反相钳位二极管。

OR’ing MOS 管控制器

注：图里这是经过两路NMOS 保护电路把两个电源并在一起，目的很简单：一个电源挂了，另一个能无缝顶上。如果用模块化电源的的话还能实现系统不掉电更换电源，或者换电池

前面提过的反向电流保护电路可以组合起来构成OR’ing 电源控制器，PMOS 和NMOS 两种类型都可以使用。

对于图6 的PMOS 电路，如果电源不可能被反接，而且输入电压低于MOS 管的最大栅源电压，那么“浮地”电路就可以去掉（还要保证输入电压不超过比较器或者运放的极限值，TLV1805 是高电压运放，所以作者这里不考虑）。也就是可以去掉D3, D4, 和R4，然后D2 的阳极，比较器的接地端和C1 就直接接地。

注：去掉了浮地也不用考虑稳压管电路上的耗散功率问题了

对于NMOS 电路，振荡器可以多路共享，或者如果系统中由更高电压时，可以直接驱动比较器和MOS 管，去掉电荷泵。

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总结

原理也挺直接的，比较器基本就是个特殊的运放，所以上面介绍的电路用运放实现也行，难的还是在信号处理和参数选择方面。如果是用在多个MOS 管并联的场合，相比用比较器检测MOS 管两端的电压，应该也可以用采样电阻或者电流传感器检测电流方向。说起来可控硅好像可以自动截断反向电流。

NMOS 型的电路可能更适合用低压运放控制高压电源，因为运放的接地端接在电源正极，VCC 电压可以自由控制。而且此时输入端的共模电压接近运放的地电压，有些不是轨到轨输入的运放和比较器也能做到“半边轨到轨”，就是输入可以等于地电压，所以运放和比较器的选择范围也扩大了。

另外可能会想，为什么不能用NMOS 控制电源的负极实现相同功能？如果把开关放在电源负极，运放接地，MOS 管导通时共模输入电压接近地电平，既有上面那种电荷泵NMOS 电路的好处，供电方案也可以简化，用LDO 就行。问题是此时电源端和负载端就不共地了，两边就不能通信，不过也可以用光耦或者变压器处理，而且很多时候电源通信的需求应该不大。所以似乎并没有什么不可逾越的障碍，而且比如，锂电池的保护电路就都是在负极开关，但是关于理想二极管的应用似乎都只考虑在正极开关，不确实有没有什么别的因素影响。

对于我的应用，肯定不能用负极开关，因为哪怕关断了也还要通过USB 和上位机通信。如果USB VBUS 电压是5V，意味着那边连接的可能是上位机，此时要求最好的保护效果，电路参数的优化也应该以这个条件为基准。如果那边是个充电头，反向电流太大给烧了损失也不大。不过作为产品把用户的充电头给烧了，这也是很糟糕的情形，应该在说明书里明确指出这是操作不当[doge]。要保护上位机只是因为这个上位机可能是我自己的~

所以在正极开关，如果用PMOS 型电路，MOS 管可以选最大栅源电压高于20V的，比如AOD403，这个是25V。那么可以限制DC 输入电压也不超过20V，MOS 管栅源极再并一个稳压管以防不测，这样就可以直接用20V 驱动MOS 管。运放选LM321A，或者用比较器LM331A，可以用20V 直接供电，输出直连MOS 管。浮地电路可以去掉，因为不管是DC 输入还是PD 输入，反接的可能性都很低。但是输入钳位电路要有，还要加上输入偏置电路，因为这两个芯片的共模输入电压都不能等于电源电压。

这个方案的隐患是，用20V 驱动的时候AOD403 的导通电阻能到5mΩ 左右，可能太小了，意味着关断比较慢，关断之前反向电流的峰值也会比较高。不过要是导通电阻大了发热也大，比如20mΩ 导通电阻上通5A 电流，功耗就有0.5W，就算是TO-252 封装，它周围也可能没那个散热条件，所以还是取舍。还有高压运放在失调电压和失调电流方面表现不会很好，输入偏置电路也会引入误差和噪声，触发点会不那么稳定。

总之用比较器或者运放实现的方案有这篇介绍应该差不多了，以后再遇到相关资料的话就再水几篇。